收发机结构

主要部分是接收机的内容

总的来说

对收发机设计者来说，发射机要求窄带调制和放大，避免干扰其他信道，接收机要求抗干扰能力强，线性度好。

对接收机来说，信道附近的干扰很难全部消除，一方面高频下通带窄对Q值要求很高，滤波器难以实现，另一方面信号频率和干扰频率都会动态变化，这更使得这种滤波器无法实现。

上述滤波器称为信道选择滤波器，用得更多的是频带滤波器, 滤去带外干扰保留带内干扰。高选择性意味着滤波器阶数高，级数多，带内损耗大→噪声性能差

收发机同时工作时，由于TX band和RX band靠得比较近，PA输出功率大，因此RX band边缘处leakage sensed by LNA（馈通）大→RX需要高线性度和高选择性（隔离能力由线性度和选择性同时决定，线性度差意味着互调干扰大）

发射机前端是由：功放，带通滤波器和天线构成

发射机后端是由：天线，带通滤波器和低噪放组成

对于滤波器

滤波器的Q值（品质因数）是衡量滤波器频率选择性的重要指标，Q越高，其波形越窄，与以下几个因素有关：

带宽（BW）

Q值与滤波器的中心频率（f₀）和带宽（BW）之间的关系可以用公式表示：

$₀$

带宽越窄，Q值越高，表示频率选择性越好。

损耗

滤波器的损耗（如电阻或元件的不理想特性）会影响Q值。损耗越小，Q值越高。

频率响应特性

Q值也与滤波器在通带内的增益特性有关。高Q值滤波器在中心频率附近通常会有更高的增益。

接收机接收端

我们是否可以简单地滤除干扰，以放宽对接收机线性度的要求？

首先，干扰可能出现在距离期望通道一两个信道处，滤波器必须有较高的选择性，滤波器必须提供非常高的Q值;

其次，在不同时刻可能分频给用户不同的载波频率，滤波器需要可变但精确的中心频率

信道选择滤波

用于从接收到的信号中提取特定的信道，同时抑制其他不需要的信号和干扰。

主要功能是选择特定频率范围内的信号（即所需信道），并去除高于或低于该范围的信号。这样可以减少干扰，提高信号的信噪比（SNR）。

滤波器的带宽设计必须与信道间隔匹配。例如，在GSM系统中，带宽通常设定为200 kHz，以确保信号能有效通过，而不干扰相邻信道。

接收器链中通道选择滤波之前的所有阶段都必须足够线性，避免增益压缩和过度交调

信道选择必须推迟到中心频率较低的其他点，因此所需的 Q 值更合理

大多数接收器前端都包含“频段选择”滤波器

RF前端频带选择滤波器需要折中考虑选择性和带内损耗，只有提高滤波器的阶数，让带通频率响应的边缘变陡峭。

但是，前端损耗直接提高了整个接收机的噪声系数。

外差接收机

高载波频率下，信道选择滤波是非常困难的，所以需要将其转换到低中心频率去，使其获得合理的Q值

第一步，给信号和LO（余弦信号A0Coswt）进行混频

第二步，经过LPF低通滤波器消除win+wLO和-win-wLo留下中心频率

得到下变频信道

win-wLo为中频Lo信号

由于其具有高噪声，则之后会接一个低噪声放大器

外差接收机如何覆盖给定频段？

LO的频率是固定的，RF信道被下变频到不同的IF信道

LO的频率是可变的，所以频带内所哟的RF信道都被转变成单一IF值

所以，对于输入的不同频率的信号，LO频率要求可以调节，保证输出的IF不变。常通过反馈回路实现（frequency synthesizer)。

镜像问题

相对于wLO对称分布的两个频谱被下变频到IF处，也就是wim处就是镜像信道的信号

wim=win+2wif=2wLo-win

如果干扰恰好落在wim处，那么下变频将会破坏期望信号

镜像抑制

若LO频率的选择使得在强干扰频带中产生了一个镜像频率，接收机必须带有抑制镜像信号的措施。

最常见的方法是在混频器之前添加一个镜像抑制滤波器

具有高镜像抑制的滤波器通常出现在LNA和混频器之间，使得LNA的增益降低滤波器对接收器噪声系数的作用

能否将滤波器放在LNA前面？

能，但是因为滤波器的带内损耗很关键，所以其选择性和带外衰减就不能随意确实。

镜像抑制需要一个镜像抑制滤波器，LNA前面的带通滤波器（BPF）要求有很低的带内损耗（in-band loss），选择性不高，不是很能完成这个任务，所以这个镜像抑制滤波器通常放在LNA之后，混频器之前

注

在无线通信中，滤波器通常需要提供50欧姆的输入和输出阻抗。50欧姆作为标准阻抗，广泛应用于射频（RF）和微波电路设计。许多连接器、馈线和设备都采用50欧姆阻抗，这样可以简化设计和系统集成。

50欧姆系统在功率处理和散热方面表现良好，适合大多数无线通信应用。对于高频信号，匹配阻抗可以确保在传输过程中有效地处理功率，避免过热或损坏元件。

在使用网络分析仪等测试设备时，标准的50欧姆阻抗可以确保测量的准确性和一致性，便于对电路性能进行评估和优化。

在高频信号传输中，阻抗匹配至关重要。若输入和输出阻抗不匹配，会导致信号反射，从而降低传输效率，增加信号损失。

镜像抑制和信道选择

期望信道与其镜像之间存在2wIF的频率差，为了最大程度做到镜像抑制，选择一个大的wIF是win和wLo离得远。

高IF抑制镜像

低IF抑制带内干扰

越高，与距离越远，image reject filter Q值要求越低，但是channel select filter Q值要求越高。

这种情况下，镜像抑制滤波器的Q值(品质因数，用于衡量滤波器的选择性)要求会降低，因为频率差距大，更容易区分和抑制镜像频率。然而，频道选择滤波器的Q值要求会提高，因为需要更精确地选择特定的频道。

为了解决这两者之间的矛盾，可以采用双下变频技术(dual downconversion)，通过增加滤波器的级数来降低每一级滤波器的Q值要求。

其实第二次下变频也会有镜像干扰（采用0秒中频）

双下变频

级联增益系统通常由多个增益阶段组成，每个阶段都有自己的噪声系数和线性度指标

其前端噪声系数应该尽可能低，而后端的线性度要高，增益越高后端IP3值也低，意味着线性度要求高。高增益会导致放大器出现非线性失真。

如果每一级中频滤波器都能有效减弱带内干扰信号，对后级放大器的线性度要求就会降低

每增加1分贝(dB)的增益，就需要1分贝的预滤波来降低干扰。同样，每增加1分贝的预滤波，就可以降低对后端放大器IP3的要求1分贝。这意味着在设计级联增益系统时，需要在增益和滤波之间找到平衡，以确保系统的整体性能。

混频杂散

实际的混频器不是模拟乘法器，在接收路径中也会造成不良影响。即使LO给正弦波，mixer实际上也是将RF输入与方波信号相乘。因此应该认为mixer将RF与LO所有谐波相乘。这会导致混频杂散，接收机级数越多，混频杂散越难解决。

现代外差接收机

零二次中频

为了避免第二次镜像，第二次下变频直接将信号搬移到零频处。这种方案下如果信号是非对称的(asymmetric)就会失真(self-corruption)。

正交下变频可以避免自损，导致信号的失真。

将放在第一次中频信号的中心，以使第二个混频器的输出包含具有零中心频率的期望信道。也就是信号左边对称其实和右边一样，自己和自己镜像。

滑动中频接收

系统级芯片（SoC）中，当有多个本振信号（LO，Local Oscillator）存在时，它们之间可能会相互耦合，导致干扰和性能下降。如果LO2直接由LO1产生，这种耦合问题可以得到改善。

直接变频接收机

相比于超外差接收机有三个优点

步骤少级数少，从而混频杂散现象改善，大大简化设计过程

信道选择由片内低通滤波器完成，在于低频区而非高频

仅仅用到一个带通滤波器，集成度高

LO泄漏

1 混频器的LO和RF端口之间的器件电容，以及LNA的输出和输入之间的器件电容或电阻构成的通道

2 衬底到输入焊盘，特别是因为LO采用了大型片上螺旋电感。

LO辐射的能量通过衬底和LNA由天线辐射出去，影响其他RX。在超外差结构中，由于LO频率在BPF通带外，其他RX不会受到影响。

解决方法：

LO泄漏可以通过振荡器和RF信号路径的差分布局来最小化

LO泄漏主要由电路和LO波形中的随机或确定性不对称引起

直流失调

LO信号出现在LNA输入，经过混频器与自身相乘后出现直流分量(self-mixing)。经过层层放大，直流分量到基带电路时很大，严重改变电路工作状态。

LNA 输入处会出现有限量的带内 LO 泄漏。该分量与所需信号一起被放大并与 LO 混合。

最简单的解决办法是在混频器后面加一个高通滤波器来进行一个AC耦合，但是也会滤去零频附近的一些有用信号，造成码间串扰问题；导致时间常数大，响应慢；需要大电容。能否用AC耦合取决于码率和调制方式。中心频率附近能量较低的调制方式比较适合用AC耦合(例如m比较大的FSK)。这一方法现在用得很少。

另一种方法是通过DAC，从out处引一个电流到LNA输入，使环路呈现高通特性

偶数阶失真

输入信号的偶数次谐波被放大或产生，导致输出信号中出现非线性失真。

同相干接收机和零中频超外差接收机都对于偶数阶失真非常敏感。由于混频器和LO的非理想效应，一部分RF输入没有改变频率。对于两个靠的很近的干扰，这会导致他们的二阶互调干扰（两个干扰信号在非线性系统中互相作用，可能会产生新的频率分量）。也就是IP2，二阶交调截止点。

闪烁噪声

LNA线性度要求很高，增益不是很大，低频下闪烁噪声显得比较大。

I/Q失配

同频（homodyne）结构的I/Q失配问题比异频（heterodyne）结构更严重。这是因为同频结构中，本振（LO，Local Oscillator）的频率更高。因为同频结构中本振的频率更高，所以在相同的延时下，相位的变化会更大，这会导致更严重的I/Q失配。书中对I/Q两路信号的幅值和相位差异进行了详细的分析，以了解这些差异对信号质量的影响。802.11a/g等无线通信标准对I/Q失配的要求非常严格。为了满足这些要求，需要对I/Q两路信号的相位（quadrature phase）和增益（gain）进行校准，以减少失配，提高信号质量。

混频杂散

结构不明显，因为只有一级，且,谐波之间距离比较远，影响不大。

镜像抑制接收机

90°相移

90°相移也叫希尔伯特变换

90度相移可以通过RC-CR网络实现，在附近把看成的希尔伯特变换。但是频带很窄。

高通和低通传递函数分别由下式给出：

因此，我们可以将 Vout2 视为 Vout1 在频率接近时的希尔伯特变换

另一种方法是前面所说的正交下变频，当时，正交下变频电路产生一个输出和其希尔伯特变换，反之输出及其负希尔伯特变换。由此可以区分镜像和射频输入信号。

哈特莱

对于镜像抑制, 哈特莱是一种可选架构。图中的90°相移可用RC-CR结构实现。两次正希尔伯特变换等于原信号取负号，由此可以将镜像抵消。

$IRR=\frac{\omega_{IF}}{\Delta \omega}$

韦弗结构

韦弗接收器源自其对应的发射器，避免了 Hartley 架构中的这些问题。

将信号与 LO 的正交相位混合需要希尔伯特变换。如上所述，Weaver 架构用正交混频取代了 90° 相移网络。

由于IQ 失配，当镜像抑制要求较高时（如40dB以上的镜像抑制比），这两种架构都要进行校准。

Low-IF RX

为什么是低IF而不是零IF？前面说过对于带宽很窄的信号，零IF首先导致flicker（闪烁噪声）噪声贡献很大，其次为了消除DC offset（直流偏移），HPF（高通滤波器）要么性能要求很苛刻，要么会滤去相当比例的信号。

Low-IF RX将LO放在信号带边缘，信号中心频率位于带宽频率处，flicker噪声相对较小，HPF更好设计，但是存在image问题，需要image rejection。适用于窄带信号RX。通常使用 polyphase filter(PPF 多相位滤波器) for image rejection。

若使用Hartley architecture（哈特莱结构） with RC-CR network for image rejection, 由于带宽相比IF比较大，IRR（图像抑制比）不高，为解决这一问题可以将RC-CR网络从IF path移到RF path。

Polyphase Filter 多相位滤波器

如图所示，这一电路接上正交下变频器时能区分信号和image。与Hartley architeture with RC-CR network不同，尾部不需要一个voltage adder（电压加法器），仍然受制于RC variation and a narrow bandwidth（电阻电容参数和窄带问题）。注意RC顺序。

镜像抑制的ppf1

镜像抑制的ppf2

ppf串联，对镜像抑制带宽更宽

发射机

RF发射机执行调制、上变频和功率放大。

Transmitter Architectures(GMSK)

高斯最小频移键控

GSM中的GMSK波形可以扩展为

因此，和由数字基带处理器从 $（）$ 产生，由D/A转换器转换为模拟形式，并应用于发射机。通过数字和模拟技术的组合，将每个输入脉冲映射到所需的形状：

GMSK波形的上述表达式可以推广到任何窄带调制信号：

quadrature baseband signals（正交基带信号）

由于基带信号在TX中产生，幅值比较大，mixer的噪声不关键。

不对称信号需要quadrature upconverter（正交上变频器）, GMSK用quadrature upconverter方便实现，代替传统的VCO（压控振荡器）。

不对称信号需要使用正交上变频器进行上变频处理，而高斯最小频移键控信号使用正交上变频器可以方便地实现调制，相比于传统的压控振荡器，正交上变频器在这些应用场景下更为有效。

TX设计从PA开始，PA用大管子获得大电流，输入阻抗也很大。大扇入意味着很难驱动(RC常数大），因此在upconverter和PA之间需要一个前置驱动器来进行驱动。

若是选择比例变频器，首先是晶体管尺寸要增大，其次是电阻电感要变小（保证带宽），基带信号和mixer看进去的电容也会变大，又需要buffer（缓冲器），还消耗了更多能量。

Direct upconverter（直接上变频器）一次上变频能提供最纯净的输出，多次变频会产生其他频带的信号。

IQ mismatch （IQ失配）同样存在，导致星座图的偏移，书中介绍了校准相位和幅值的方法。

Carrier Leakage（GMSK载波泄漏）：基带传来的信号有DC offsets（DC偏移）, 使星座图失真；在CDMA（码分多址）方案中，当TX与基站距离很近时，基站会通过反馈降低baseband能量，进而降低TX输出功率，然而由于存在Carrier Leakage，TX输出功率会逐渐由Leakage能力主导，有可能降不到要求的标准。

书中介绍了一种通过DAC降低泄漏能量的方法

TX linearity：1dB压缩点，为了保证足够的线性度，PA之前的信号摆幅要足够小，PA增益要足够大。

为了保证发射端的线性度，需要控制功率放大器之前的信号摆幅足够小，并确保功率放大器的增益足够大，以避免在1dB压缩点附近出现信号失真。

Oscillator pulling：在direct-conversion结构中，PA和LO频率一样，PA辐射功率很大，会耦合到LO中。

这句话描述的是直接转换（direct-conversion）结构中的一个现象，称为振荡器牵引（Oscillator pulling）。在这种结构中，功率放大器（Power Amplifier，简称PA）和本振（Local Oscillator，简称LO）的频率是相同的。由于功率放大器的辐射功率很大，这种强大的辐射能量可能会通过某种方式（比如电磁耦合）影响到本振信号。这种现象可能导致本振频率的微小变化，从而影响整个系统的频率稳定性和性能。简而言之，就是功率放大器的强大信号可能会干扰到本振，这种现象被称作振荡器牵引。

现代直接转换接收机 Modern Direct-Conversion Transmitters

现代TX使用很大的, 通过frequecy division and mixing（频率分频和混频）产生, 减少注入振荡器的拉偏特性。 Injection pulling（注入拉偏）是指当PA信号与LO信号频率非常接近时，由于PA信号很强，会使LO输出信号产生周期性相位偏移。

Division方案方便提供正交相位（Chap 8）。但是PA谐波仍然会产生injection pulling，合适的layout和隔离技术能缓解这一效应。Division架构的问题在于LO频率很高，divider（分频器）成为设计瓶颈。

Mixing方案(Single-sideband mixer)：, mixer存在非线性，会产生一些spur（指的是在射频信号处理过程中产生的非预期的频率分量）。

外差发射机

两步上变频
每一次变频都存在DC offset，经过变频后产生一些干扰信号。
两次变频导致mixing spurs问题

OOK Transceivers 开关键控发射机

OOK is a special case of ASK, OOK TRX结构简单，功耗低。
OOKTRX不需要正交基带信号，但是要求基带信号是方波，带宽效率低

其中载波幅度在零和最大值之间切换。当LO由二进制基带数据直接开启和关闭时（左上图），如果LO摆幅足够大，PA也会经历相对完整的切换，并向天线提供OOK波形。上图（右图）可以避免PLL无法轻松控制LO的问题。

LNA后接包络检波器可以恢复二进制数据。